高压软开关充电电源硬件主电路设计（一）

　　主电路设计
　　主要技术指标2负载电容容量3133uF；
　　3输出电流2安培直流；电源容量5kW；
　　4开关频率20kHz，谐振频率40kHz；
　　5电流检测与电压检测；
　　6用DSP实现PWM控制。
　　主电路选型
　　在谐振开关技术中最适合脉冲电容充电的电路是串联谐振开关电路，输出近似为恒流源或称等台阶充电，突出的优点是充电效率高且具有固有短路保护能力〔6〕。其主电路如图31所示。由于电源功率大，采用全桥型电路，高频变压器的副边也采用二极管整流桥进行整流。
　　图31电容充电电源主电路示意图
　　图中为串联谐振电感（含变压器漏感和线路分布电感）；为串联谐振电容。其工作原理和具体参数将在下面给出。
　　电路的工作原理及方式
　　直流电压（由市电经过整流得到）经过逆变电路逆变为频率很高的方波交流电，此高频方波交流电在经高频变压器生压后，由二极管整流桥整
　　流输出稳定的直流电流，向电容C进行充电。
　　设为IGBT的开关频率，为谐振频率。
　　串联谐振变换器按大小有3种工作方式：2方式二（2lt；lt；）电流连续工作，可实现零电流关断。但开通时，同一桥臂上的两个开关管存在强迫换流，故开关损耗较大，干扰大；
　　3方式三（gt；）电流连续工作，零电压开通和硬关断，开关损耗和干扰较大。因线路存在电感，断时产生的电压尖峰较高，极易损坏开关器件〔7〕。
　　现在以图32的电路来分析一下串联负载DCDC变换器的这三种运行方式。
　　（a）串联负载DCDC变换电路
　　（b）等效电路
　　图32串联负载DCDC变换电路及等效电路
　　由图可知，电感和电容形成串联谐振，并与负载串联，经过谐振的电流在负载端被全波整流。输出端的滤波电容C足够大，可以认为电容C两端电压是没有波纹的直流电压。为了简化分析，假定谐振电路中的电阻损耗可以忽略不计，输出电压可以反射到整流桥的输入端，以表示，如果为正，，为负，。
　　若开关T导通，电流为正时流经T，反之，流经二极管D。与此类似，为负时，若开关T导通，电流流经T；反之流经二极管D。因
　　此，对图32（a）来说，可有如下四种状态：
　　1。当gt；0时
　　T导通：，；
　　D导通：，。
　　2。当lt；0时
　　T导通：，；
　　D导通：，。
　　谐振槽上的电压取决于电流的方向以及哪个开关器件导通。上述方程所描述的状态可以用图32（b）所示等效电路来表示。应该注意，使用这个等效电路时应按不同的时间间隔来计算。在每种时间间隔内，要确定其出使条件，并把和看作一个直流电压。
　　在稳态对称运行时，两个开关器件的工作状态是相同的，与此相似，两个二极管的工作状态也是相同的，因此只要对半个运行周期进行分析即可知道整个周期的状态，因为另外半个周期的运行状态与此对称。
　　此串联谐振电路的开关频率由电路中的开关器件来控制，它可以比谐振频率低，也可以比谐振频率高。根据和的不同比值，电流有连续和不连续之分，起运行状态可分为下面的三种情况。应用谐振方程可计算出电流和电压的稳态波形，如图33所示。在时刻，开关T开通，电感电流从零开始建立，电容电压的初始值为，电流和电压在各区间的等效电路示于图33中。在时刻，开关T开通，下半周开始工作，其电流电压波形前相同，但极性相反。
　　电路的开关频率可从T两次开通为一个周期来计算。由图可知，开关频率小于谐振频率的一半，也就是说一个开关周期内，谐振电流已震荡两次，另外还有两段停止工作时间。开关频率的半个周期超过了谐振电流的360，所以lt；2，被整流的电感电流等于输出直流电流，负载电压为。
　　图33电流断续运行图34为2lt；lt；时，谐振电流连续运行状态的波形图。
　　图34电流连续运行
　　由图可知，开关T在处开通。开通条件不是零电流和零电压条件，开关T导通时间小于180。在处反向，电流流经二极管D，于是开关T自然关断，在处，T开通，电流从二极管D转向开关T。与断续运行相比，因为开关T提前开通，所以D导通时间也小于180度。这种状态运行，开关不是在零电压和零电流条件下开通，所以产生了开通损耗。此外，为了避免对开关有过大的反向峰值电流和过大的二极管损耗，二极管必须有良好的反向恢复特性。例如，在处，开关T开通时，原来导通的二极管D不能立即关断，于是通过D的反向电流会给正在开通的T开关增加了电流负担。因为电感电流经过开关过零，而且经续流二极管反向，所以开关是在零电流、零电压条件下自然关断的。
　　3。1。3。3。连续导通（gt；）
　　这种运行状态与以前讨论的连续导通状态有所不同，当2lt；lt；
　　时，电流是连续的，其开关自然关断，但开通并非零电流条件。当gt；时，电流也是连续的，开关的关断是强迫关断，开通具有零电流和零电压条件。
　　图35电流连续gt；
　　图35示出了gt；时的电路波形。由图可知，T开关在零电流条件下与处开通，且开始反向。在处，震荡电流未达到零之前，开关T被强迫关断，正向电流被迫经二极管D流通。此时加在谐振槽的电压为较大的负电压，所以流经二极管D的电流很快在处减小为零。此后，电流反向，当二极管D开始反向导通时，开关T立即开通。开关T关断之后，二极管D导通。开关T和二极管D的导通时间为开关频率的半个周期，此半个周期小于谐振频率的半个周期。
　　三种方式中，方式一在绝缘栅双极晶体管（IGBT）开通和关断时损耗都最小，被选作恒流充电电源的工作方式，其工作时谐振电流波形见图36。
　　忽略图放电保护电路的影响，设为电容电压折算至变压器原边的电压，则理想情况（输入电压恒定，变压器及半导体器件为理想器件）下：
　　在期间
　　在期间
　　充电电流平均值
　　nbsp；
　　（31）
　　由上式可见，在谐振参数和输入电压一定时，充电电流与开关频率成正比。开关频率恒定，则充电电流恒定。充电电流与负载电压无关，因而具有较强的抗负载短路能力〔8〕。
　　图36谐振电感电流波形
　　主电路的各项参数
　　3。1。4。1谐振参数
　　充电电路的系统结构见图37。
　　图37系统结构图因，负载电容的影响可忽略不计。
　　故有
　　式中n为变压器变比，为谐振频率，为谐振周期，为开关频率，为开关周期〔9〕。即
　　gt；40Hz这样有41。1Hz
　　6。63
　　输出电流按式（31）计算：
　　1。99A
　　充电电流基本符合要求。如图38，为了使电路给逆变器提供一个稳定的电压，输入整流段需进行变压器隔离和滤波，且在电流输入端设置一熔断器，为电源提供保护，防止电流过大而损害设备。
　　图38输入整流电路
　　3。1。4。3输出整流
　　由于功率大，输出整流采用桥式整流电路。但由于输出电压较高，将超过单个二极管所承受的最高反向电压，为安全起见，下图39中的每个二极管将由三个二极管串联起来一起使用，并选用快恢复二极管。
　　图39输出整流电路
　　3。1。4。4逆变参数
　　图310IGBT电流控制电路
　　表31IGBT具体参数
　　项目符号额定值单位
　　集电极电压1200V
　　门极电压V
　　集电极
　　电流连续75A
　　1ms脉冲150A
　　连续75A
　　1ms脉冲150A
　　最大能量消耗600W
　　工作温度150
　　存储温度40到125
　　绝缘电压交流2500（1分钟）V
　　调节扭矩装备13。5
　　接线端13。5